本文属于德州仪器“电源设计提示”系列技术文章。在本期中，我们将重点关注DCM Flyback转换器的设计，讨论为什么DCM Flyback Converters在低强度和低电流应用程序中是一个更紧凑，更有效的选择，并解释完成此类设计的分步方法。可以以连续传导模式（CCM）或无矛盾的传导模式（DCM）操作反式转换器。但是，对于许多低强度的低电流应用程序，DCM反式转换器是一个更紧凑，更具成本效益的选择。这是逐步指导您进行此类设计的方法。 DCM操作的特征在于转换器整流器电流在下一个旋转开始之前降至零。切换前的还原量为零可以减少晶体管（FET）电力消耗和整流器的损失的现场效应，而变压器尺寸的需求也通常也会减少。相反，CCM操作维护C运动结束时urrent整流器。我们介绍了Flyback设计和CCM Flyback Converter的Power Stape agepor ula的优缺点“电源设计技巧”“ CCM Flyback Converter”电气设计技巧的功率设计提示。CCM运行非常适合中高功率应用，但是如果您可以使用一个DCM Flyback Converter，则可以在DCM Flyback Converter上使用DCM FLARBAKED。 CCM模式。添加数字，根据定时在不同的模式之间移动。准时T1。IODE D1由于T1第二个绕组的极性而具有可逆性偏置，这会迫使输出电容器COUT在T1和T3期间提供的所有输出波。图1当Q1在1-D循环中关闭时，这种简化的反式转换器在DCM和CCM中运行，T1的第二电压T1极性ISREVERSAL，允许D1进行电流载荷和电荷。在T2时，D1中的电流从峰值到零依次降低。当储存的T1能量耗尽时，仅在T3时间的其余时间内将仅发生剩余相。该环的主要原因是T1的磁化电感和Q1，D1和T1的寄生能力。在T3期间Q1运河的电压上很容易看到（该运河电压从VIN以及裸露的输出电压降回VIN），因为一旦电流停止，T1将不支持电压。 （注意：如果T3没有足够的区域死亡，则可以在CCM下运行。）CIN中的电流COUT与Q1和D1相同，但是没有直流偏移电压。图2中的阴影区域A和B具有T1和T2期间变压器的伏特MIC等级，应平衡以防止饱和。区域“ A”表示（VIN/NPS）×T1，而“ B”表示（VOUT + VD）×T2，这两种都由第二侧引用。 NP/NS是变压器主/第二转率。图2 DCM飞回转换器波的基本电压和电流传输包括设计师应指定的主要参数。表1将详细说明CCM中的DCM -Child操作属性。主要的DCM所有者是较低的主要电感器，无论变压器转弯比如何，占空比越小。该财产可用于限制最大设计占空比。当您尝试使用特定的控制器或保持一定时间限制或限制时，这一点非常重要。幼型电感器需要较低的平均能量存储（尽管当前的峰值FET较高），这趋于To使变压器大小小于CCM设计所需的尺寸。 DCM的另一个优点是，该设计消除了D1反向恢复损失对标准整流器，因为T2末端的电流为零。恢复恢复的丧失通常显示为Q1中耗散的增加，因此消除反向恢复损失会减少晶体管转移的压力。当输出电压较高时，此方法的优点变得更加重要，因为整流器的恢复时间将随着二极管的增加而扩展，电压速率更高。表1与CCM设计相比，DCM Flyback Design具有相同的优点和缺点。 Kaionly开发人员在开始设计时了解一些基本参数和基本电气规格。首先选择传输频率（FSW），所需的最大工作占空比（DMAX）和目标的估计效率。然后，方程1计算按下按时间：方程1下一步，使用等式2到e探索变压器主要当前IPK的高潮。对于电压FET（VDS_ON）和等式2中的当前感官电阻电压（VRS），假设适合您设计的一些小电压塌陷（例如0.5V）。您可以稍后更新这些滴。公式2方程3计算基于图2：方程3中的均衡a和b区域的比率NP/NS的所需变压器，其中x是T3所需的最短时间（从x = 0.2开始）。如果要更改NP/NS，请修复DMAX并重复重复。接下来，使用方程4和方程5来计算Q1（VDS_MAX）和D1（VPIV_MAX）的最大“平面”电压：方程4方程式5，因为这些组件被修改为电感并形成一个环并形成一个环，因此通常根据经验的经验，实际值应比预期的10％至30％，如果预期的是4和等式4和等式dm vds d vds d vds d vds d vds d vds d vest e de Rede 5均高。 VDS_MAX，但VPIV_MAX增加。找出哪个电压元件更关键D根据需要重复。使用等式6来计算T1_max，在等式1：等式6中必须接近值：使用等式7来计算所需的最大主侧电感：如果所选电阻率低于等式7，则需要增加x并将DMAX增加到NP/NS和LPRI_MAX（含量均等）。方程7：方程8和最大IPK和最大根平均值（RMS）的DMAX分别可以使用公式9和公式10计算：当FSW高于FR1时，输出电感器电流处于连续 - 连续传导模式。换句话说，与LLC-SRC相比，ΔB降低，电感AC的损失可以显着降低，并且转换器的效率可以提高。公式9公式10根据阈值VC的最小电流限制计算电阻的最大允许电流值（方程式11）：等式11使用等式11中计算的IPKMAX和RS的值，以确认是否V v。Oltage降低了假定的FET VD和电阻VRS双裂2的含义；如果有显着差异，请重复。使用方程12和公式13来计算Rs的最大耗散功率，并根据等式10：方程式12公式13FET移动损失计算Q1的传导损失通常是Vinmax中最高的，因此最好使用等式14来计算Q1在整个VIN：FET和IDRV方程14 exection of FET和IDRV方程。等式15和等式16计算由FET非线性COSS电容器的电荷和释放引起的总功率损耗。公式15中的集成函数应与0V和实际工作电压VD之间的曲线与实际FET的COSS数据表紧密匹配。 COSS损失通常会在高BO应用中或使用大量COSS的超低RDS（ON）FET时压倒性。等式15方程16可以大约通过呼叫计算总FET损失等式13，等式14和等式16的结果表明，该设计中二极管的丢失将减少。请确保选择一个用于第二峰电流正在处理的二极管，该二极管通常比IOUT大。 Equation 17 Output Capacitor Paspayly selected as greater equation 18 or Equation 19, capacity is calculated based on ripple voltage and corresponding resistance of the series (Equation 18) or loading transient response (Equation 19): Equation 18 equation 19 where ∆Iout is the change in output load current, ∆vout the allowable output offset,, ∆vout the allowed output offset,, And FBW is the estimated converter bandwidth.公式20计算输出电容器的根nanganmeaning平方电流为：公式20公式21和等式22估计输入电容器参数为：公式21公式22公式22公式23，等式23，等式24和等式25 summariz可以轻松地计算其他绕组-D -WIND 26在需要VOUT的情况下，vout是必需的，vout是在vout中，VOUT1 NS1是受调节的输出电压。主要根表示变压器的平方电流与等式10中FET的平方电流的根相同；第二表示变压器的平方电流显示在公式27中。变压器核心必须保持IPK而不饱和。您还应该考虑主要的损失，但这是本文范围的兰帕斯。等式27从给定的步骤显示DCM Flyback Design是一个迭代过程。一些初始假设（例如频率传递，电感或转弯比）可能会根据以后的计算（例如电力）而发生变化。但是，继续尝试尽可能多地执行设计步骤，以实现所需的设计参数。如果您想付出努力，则优化的DCM反射设计可以提供低功率，紧凑且廉价的解决方案，以满足电力转换的需求。得克萨斯州的“力量设计提示”系列是由德州仪器专家创建和撰写的。这y的目的是审查当前电源设计面临的常见挑战，并提供一系列MGA实用解决方案和设计的创新思想，以帮助设计师更好地应对电气供应设计挑战，并帮助设计变得更好，更可靠。